Выбор структуры преселектора для обеспечения требуемой избирательности

Введение

Основная цель работы – получение необходимых навыков практического расчета связного приемника непрерывных сигналов, обобщение полученных теоретических навыков и формализация методов расчета отдельных компонентов электрических схем.

Приемные устройства используются во всех областях современной техники и народного хозяйства: в автомобилях, самолетах, диспетчерских станциях и т.д. Они так же активно проектируются начинающими радиотехниками, как одно из простых, но в то же время очень эффективных устройств.

Рассматривается в рамках работы амплитудная модуляция с одной боковой полосой, особенностью которой является то, который используется чаще других видов амплитудной модуляции вследствие того, что сигнал с однополосной модуляцией занимает в радиоэфире полосу частот вдвое уже, чем амплитудно-модулированный, что позволяет более эффективно использовать частотный ресурс и повысить дальность связи. Кроме того, когда на близких частотах работают несколько станций с ЧМ, они не создают друг другу помех в виде биений, что происходит при применении амплитудной модуляции с неподавленной несущей частотой.

Устройство, рассматриваемое в данной работе, имеет широкое применение на практике.

1. Анализ технического задания

В соответствии с техническим заданием на проектирование необходимо разработать связной радиоприемник непрерывных сигналов. Устройство предназначено для приема ЧМ(SSB) сигналов в заданной полосе частот, перестройка в границах спектра приема не должна ухудшать стабильность и качество связи.

Для выбора путей решения поставленной задачи необходимо рассмотреть ряд общих вопросов, связанных с условиями и организацией функционирования проектируемого устройства. После этого можно оценить возможные варианты решения поставленной задачи и выбрать наиболее подходящий из них.

Также необходимо провести моделирование одного из модулей РПрУ.

Эскизный расчет радиоприемного устройства

Разбиение частотного диапазона частот на поддиапазоны

2.1.1 Коэффициент перекрытия диапазона, показывающий во сколько раз максимальная несущая частота входного сигнала больше минимальной:

= (1)

2.1.2Выбор элементов перестройки контуров приемника.

Для контуров с сосредоточенными параметрами перестройку по частоте можно осуществлять тремя способами:

-конденсатором переменной емкости k_д.р=2,5-3,

-катушкой переменной индуктивности k_д.р=1,4-3,

-варикапомk_д.р=2,3-2,7.

В качестве элементов перестройки на ДВ, СВ и КВ диапазона в основном используются конденсаторы переменной емкости, на УКВ диапазоне-варикапы.

2.1.3 Если k_д.р>k_д, то приемник однодиапозонный, если же k_д.р<k_д , то приемник будет многодиапазонным и необходимо вычислить крайние частоты его диапазонов.

Мною выбран вариант решения с использованием конденсатора переменной емкости, это значит, что в моем случае приемник будет многодиапазонным.

Крайние частоты его диапазонов будут равны:

f_{oi min} = f_{o min} +(i-1)∆f-∆f_B (2)

f_{oi max} = f_{o max} +i∆f+∆f_K (3)

Где i-номер поддиапазона(1,2,3…n)

∆f=( k_д.р-1) f_omin (4)

∆f_B=∆f_K=(0,015-0,025) ∆f (5)

Примем i=1 и подставим известные значения в формулы 2-5:

∆f=(1,028-1)*7*10⁶=0,196*10⁶=196 кГц,

∆f_B=∆f_K =0,02*0,196*10⁶=0,00392*10⁶=3,92 кГц,

F_oimin=7,0МГц, (слагаемое (i-1)∆f-∆f_B обращается в нуль),

F_oimax=7,2*10⁶+1*0,196*10⁶+0,00392*10⁶=7,39992*10⁶=7,39992 МГц.

Полоса пропускания линейного тракта приемника

Полоса пропускания линейного тракта приемника:

П=П_с+∆П_зап (6)

где П_с-ширина спектра полезного сигнала, равная:

П_с=2f_в=2*7,39994*10­_­⁶=14,79984*10⁶,

∆П_зап-запас по частоте, обусловленный нестабильностью передатчика, равный:

∆П_зап=2δf_cmax (7)

где δ-относительная нестабильность частоты гетеродина,

f_cmax-частота гетеродина.

Так как в моем случае используется многодиапазонный однокаскадный гетеродин с плавной перестройкой, то значение относительной нестабильности δ=10^-3.

∆П_зап=2*10^-3*7,39994*10⁶*1,414=20,927*10³ Гц

Теперь, знаяП_си ∆П_зап , можно найти П по формуле (6):

П=14,79984*10⁶+20,927*10³=14,82*10⁶ Гц.

Найдем отношение П/П_с:

Так как отношение выше меньше 1,2, то расширение полосы пропускания приемника за счет нестабильности частоты передатчика незначительно и принимаем полосу пропускания линейного тракта равной П.

Выбор структуры преселектора для обеспечения требуемой избирательности

В этом разделе выбираются фильтры преселектора, позволяющие обеспечить требуемое подавление двух основных паразитных каналов приемника - зеркального и канала прямого прохождения.

Примем промежуточную частоту равной стандартной для используемого диапазона:

f_пр=465 кГц.

Определим структуры для каждого из паразитных каналов:

А)Определение структуры преселектора, обеспечивающей подавление зеркального канала.

Найдем обобщеннуюрасстройку зеркального канала:

Х_з.к.=(f_з.к./f_{0 max}- f_{0 max/}f_з.к)/d_ЭСЧ (8)

где f_з.к.=f_{0 max}+2f_пр–частота зеркального канала,

d_ЭСЧ=q*d_omin-эквивалентное затухание контуров тракта сигнальной частоты.

Затухание контура d_omin, коэффициент q для диапазона частот (5,0-30,0)МГц, 0,005 и 2,4 соответственно.

f_з.к=7,39992*10⁶+2*465*10³=8,329992*10⁶

d_ЭСЧ=2,4*0,005=0,012

Х_з.к=(8,329992*10⁶/7,39992*10⁶-7,39992*10⁶/8,329992*10⁶)/0,012=

=19,75

В соответствие с полученным значением обобщенной расстройки и заданным техническим заданием подавлением по зеркальному каналу, выберем значение подавления зеркального канала из рисунка 1.

Рис. 1

На этом рисунке номер кривой соответствует виду фильтровой системы преселектора:

1.ОКК (одиночный колебательный контур),

2.ДПФ(двойной полосовой фильтр),

3. два ОКК,

4.ДПФ и ОКК,

5.три ОКК,

6.два ДПФ,

7. ДПФ и два ОКК,

8.два ДПФ и один ОКК,

9.три ДПФ,

10.ДПФ при η= и ОКК с d_э1=2d_э2.

Моему случаю удовлетворяет 4 вариант решения с использованием ДПФ и ОКК.

Б)Определение структуры преселектора, обеспечивающей подавление канала прямого прохождения.

Найдем обобщеннуюрасстройку канала прямого прохождения:

Х_пр=(f_пр./f_{0 max}- f_{0 max/}f_пр)/d_ЭСЧ (9)

Х_пр=(465*10³/7,39992*10⁶-7,39992*10⁶/465*10³)/0,012=

=1319,76

Т.к. Х_зк<<Х_пр, то паразитный канал прямого прохождения расстроен относительно полезного сигнала гораздо сильнее по сравнению с зеркальным каналом. В этом случае можно утверждать, что выбранная выше избирательная система ля подавления зеркального канала надежно подавит и паразитный канал прямого прохождения.

2.4 Выбор количества преобразователей частоты в приемнике

Приемник будет иметь один этап преобразования частоты.

2.5 Допустимый коэффициент шума

Максимальный допустимый коэффициент шума приемника:

Ш_доп=( )/4kT_oП_шR_A) (10)

где Е_А - чувствительность приемника,

γ_вх= γ_вых (11)

Формула (13) описывает отношение сигнал-шум на входе, где γ_вых-отношение сигнал-шум на выходе детектора,

К_п=3 – пик-фактор сигнала,

m_max=0,9 – максимальный индекс модуляции АМ сигнала,

П_УНЧ=1,1F_B – полоса пропускания УНЧ,

Ɛ_Д=2 мкв/м,
h_Д=1 м – действующая высота антенны,

П_Ш=1,1П – шумовая температура приемника,

Ш_доп=[(100*10^-12/146,99)-4*1*16,302*10⁶]/4*1,39*10^-23*293*16,302*10⁶*300=

=138дБ

2.6 Расчет коэффициента усиления приемника и распределение усиления по каскадам

Обобщенная структурная схема приемника приведена на рис.4.

Рис.4 Структурная схема РПрУ

1.Расчет числа каскадов тракта сигнальной частоты.

Требуемое усиление:

К_сч=U_вхПЧ1/Е_А (12)

,где Е_А – чувствительность приемника,

U_вхПЧ1 – напряжение на входе первого преобразователя частоты, равное 30…40 мкВ для биполярных транзисторов.

К_СЧ=40*10^-6/10*10^-6=4

Необходимое число каскадов N в тракте сигнальной частоты, обеспечивающее требуемое усиление

К_СЧ≤К_ВЦ (13)

Где К_ВЦ=1/µd_эСЧ=1/100*0,012=0,83 – уточненный коэффициент передачи входной цепи.

К_УСЧ=3/0,83=3,614

К_УСЧ-коэффициент усиления сигнальной частоты.

Усиление с помощью одного каскада

Определение усиления в тракте низкой частоты.

Коэффициент усиления в тракте низкой частоты равняется:

К_НЧ=к_зап*U_Н/U_{ВЫХ Д} (14)

где к_зап=4-коэффициент запаса,

U_Н= = =0,83 мВ – напряжение в нагрузке,

U_{ВЫХ Д}=0,8*U_вхД=0,8*1=0,8 В

К_НЧ=4*0,83*10^-3/0,8=4,15*10^-3

В тракте нижней частоты происходит ослабление сигнала, которое реализуется в 1 каскад.

2.7 Определение числа каскадов, охватываемых АРУ

Д_ару=Д_вх-Д_вх=8

Д_ару=Д₁*N

N=2

Два каскада охватываются АРУ

Не нашли, что искали? Воспользуйтесь поиском по сайту: